射频人必备：混频器原理与指标入门精讲

微波混频器的作用就是改变电磁波信号的频率。不管是军用雷达、监控设备、通信设备，还是射电天文、生物传感设备，全都离不开它，应用场景特别多。虽说到处都能见到混频器，但在射频、微波工程师常用的各类器件里，微波混频器偏偏是大家最搞不懂的一种。这份混频器基础入门宝典，就是把混频器这套难懂的原理讲明白。

一、什么是混频器？

混频器是一个三端口电路，三个口子里两个是输入口，剩下一个是输出口。理想状态下，混频器会把两路输入信号做混频处理，输出信号的频率要么是两路输入频率相加，要么是两者相减，具体看图1。简单说就是下面这个原理：

混频器三个端口分别叫本振口（LO）、射频口（RF）、中频口（IF）。本振口一般输入正弦连续波或者方波信号，到底用哪种看设备用途和混频器型号。

简单理解，本振信号就相当于混频器的开关闸门：本振电压大的时候，混频器导通工作；电压小的时候，混频器关断。本振口固定作输入口。剩下射频口和中频口可以互换，既能当第二个输入，也能当输出，怎么接看实际使用场景。如果想要输出频率比输入信号频率更低，这个操作就叫下变频，此时射频口进信号、中频口出信号。输入和输出频率满足下面这个关系式：

反过来，如果想要输出信号频率高于输入信号频率，该过程就叫上变频，此时从中频口输入信号，射频口输出信号。图1展示了下变频与上变频的频域波形。重点留意上变频场景：频域中和频与差频（fRF1、fRF2）挨得很近，意味着射频输出口会同时存在这两个频率分量，这种上变频称为双边带上变频。也可以实现单边带上变频，该模式下混频器内部会刻意抵消掉和频或差频其中一路，具备这种复杂功能的混频器称作单边带上变频器（单边带调制器）。

图1：下变频与上变频定义示意图

如图1所示，射频、中频信号属于携带信息的信号，表现为中心频率两侧展宽的频谱。变频过程中，射频（中频）信号承载的信息会同步搬移至中频（射频）输出频段。因此混频器的核心作用就是完成信号的频域搬移。

理论上任何非线性器件都能搭建混频电路，但只有少数非线性器件能做出性能优良的混频器。目前行业主流选用肖特基二极管、砷化镓场效应管以及CMOS晶体管，具体选型由使用场景决定。场效应管与CMOS混频器多用于大批量量产场景，这类场景优先控制成本，对性能要求相对宽松；而要求严苛、追求高性能的场景，几乎只会选用肖特基二极管混频器。

图2：(a)简易单端混频器；(b)理想开关器件电流-电压特性；(c)实际肖特基二极管特性

二、单二极管混频器：理想开关器件与实际二极管对比

搭建混频器的方案有很多，最简单的结构就是只用一只二极管，如图2a所示。大功率本振信号与小功率射频信号汇合至二极管阳极。

理想单二极管混频器有两个前提：本振信号幅度远大于射频信号，只有本振能够改变二极管的跨导；同时二极管能够实现瞬时通断，特性曲线见图2b。这种可瞬间切换跨导的器件称为理想开关，能实现理论上性能最优的二极管混频器。

混频的本质是二极管受大功率本振信号控制，依照自身电流电压特性完成开关动作。本振信号不断控制二极管导通、关断，对微弱射频信号进行斩波处理。

图3：时域与频域对比图，对比图2中单端混频器分别采用理想开关二极管与实际二极管时的输出结果

对开关型二极管混频器的输出信号做傅里叶分解（图3a、图3c），可以得到输出各频率分量满足如下关系式：

所以在完美开关的理想工况下，只有本振的奇次谐波能和射频基波发生混频。但现实中根本做不出这种理想开关。真实的肖特基二极管导通时存在一段过渡区间，如图2c所示。而且即便射频信号功率极低，它还是会一定程度上改变二极管的跨导。

二极管实际电流电压特性，再加上射频信号对跨导的调制作用，会衍生出额外的混频分量，也就是常说的杂散信号。因此真实二极管会产生所有阶次的谐波混频产物。图3b、图3d分别展示了实际肖特基二极管输出的时域波形与对应频谱。单二极管产生的各频率分量可用下面公式表示：

我们只需要一组目标输出频率（对应n=1、m=1），其余各类谐波分量都会带来严重问题，消除这些失真产物是混频器设计的核心目标。

以上简化分析总结出混频器几条关键特性：

1、混频效应来源于二极管的开关特性；

2、绝大多数无用谐波，都是射频与本振信号在二极管导通过渡区发生非线性互调产生的；

3、高性能混频器选用特性尽可能贴近理想开关的二极管；

4、射频输入功率越低，杂散指标越好，此时本振对二极管跨导的控制效果更充分。

三、混频器平衡结构

高端混频器依靠电路对称结构实现平衡特性，市面上几乎所有商用混频器都采用了各类平衡架构。平衡式混频器具备多重优势：各端口之间天然隔离，频段设计更灵活；能够抵消大部分互调产物；可抑制共模信号，同时提升变频损耗指标。

混频器是两端口二极管器件，却要实现三端口信号处理功能，因此必须额外配套电路来分配、隔离各路输入输出信号，这也是结构带来的固有损耗。单二极管混频器的配套电路由无源耦合、功率分配、滤波电路组合而成，这类电路对频率敏感，很难做出射频、本振、中频频段相互独立的宽带单管混频器，并且额外电路会引入插损，降低变频效率。

为解决上述问题，工程师利用经典四端口混合耦合器，设计出低损耗、输入输出频段互不干扰的宽带单平衡混频器。图4所示的混合耦合器，也常被称作魔T或180°混合电桥，是二入二出的四端口器件，两个输入端口之间相互隔离，两路输出功率均分。

可以很直观地看出它适配混频器场景：本振与射频输入相互隔离，实现频段独立，还能均匀分配功率至二极管负载。图4标注了它的输入输出传输特性：信号从2端口输入时，两路输出相位相差180°；信号从1端口输入时，两路输出相位相同。

图4：四端口混合耦合器原理图及输入输出特性表

借助混合电桥就能搭建出单平衡混频器，结构如图5所示，该结构改用两只二极管替代单管。单平衡混频器核心特点如下：

1、射频端口与本振端口相互隔离，各工作频段互不干扰；

2、互调杂散产物总量减少一半；

3、可抵消共模噪声，适配噪声较差的本振源；

4、相比单二极管混频器，变频效率更高。

图5：采用四端口混合耦合器的单平衡混频器

另外，把两个单平衡混频器组合在一起，就能构成双平衡混频器，见图6。这种结构里，射频差分端口和本振差分端口都搭配了混合电桥，中频信号从混合电桥的同相端口输出，混合电桥的互易特性支撑这种接线方式。

图6：双平衡混频器

细致分析可以得出：双平衡混频器只有n、m均为奇数的谐波杂散才会出现在中频端口。也就是说，双平衡结构能滤除中频端口近75%的杂散干扰信号。从能量守恒角度来说，能量不会分散到各次偶次谐波上，因此双平衡混频器的变频效率通常优于单端、单平衡混频器。

还有一种结构更复杂的电路，将两个双平衡混频器推挽驱动，如图7。这种“双重双平衡”混频器被业内命名为三平衡混频器，这个叫法其实并不贴切。三平衡混频器的核心优势：射频、本振、中频频段可相互重叠，杂散抑制能力更强。

图7：双重双平衡混频器，又称三平衡混频器

四、混频器性能指标

什么样的混频器才算性能优秀？评判维度有很多，下面就来讲讲筛选、评估混频器的各项关键标准

1、变频损耗

混频器最核心的指标就是变频损耗。变频损耗指的是输入射频信号功率，和我们想要的中频输出信号功率之间的差值，简单来说：

式中PRF、PIF单位为dBm，变频损耗CL单位为dB。举个例子，射频输入功率-10dBm，下变频后的中频输出功率-17dBm，变频损耗就是7dB。

无源二极管混频器理论最低变频损耗为3.9dB，该数值可依据亨德森推导的公式计算得出。市面上混频器变频损耗常规区间在4.5～9dB，多出的损耗来自传输线损耗、巴伦失配、二极管串联电阻、混频器平衡度偏差等因素。受电路附加损耗影响，双平衡混频器变频损耗普遍低于三平衡混频器。还有一个普遍规律：宽带混频器变频损耗通常更高，原因是很难在全频段内维持电路平衡。

变频损耗是混频器核心基准指标，它和隔离度、1dB压缩点等参数密切相关。只要变频损耗落在标准窄范围，其余各项性能指标基本都能达标；但反过来不成立，比如有的器件隔离度很好，变频损耗却很差。

2、隔离度

隔离度用来衡量信号从一个端口泄漏到另一个端口的功率大小。前文提到，依靠平衡结构与混合电桥可以实现端口隔离，但射频、本振、中频端口之间总会存在少量功率泄露。隔离度数值等于输入信号功率与泄露到其他端口的功率差值。举个例子，从本振端口输入信号，再在射频端口测量本振频率的泄漏功率，隔离度（单位dB）计算公式如下：

要注意隔离度基本具备互易特性：端口1到端口2的隔离度，和端口2到端口1的隔离度相差很小，所以只测一次就能代表双向隔离水平。

微波混频器一般标注三种隔离指标：本振-射频隔离、本振-中频隔离、射频-中频隔离，三种隔离的定义见图8。

图8：混频器本振-射频、本振-中频、射频-中频三种隔离度定义示意图

本振-射频隔离，指本振信号漏到射频口的功率大小，常规指标25~35dB。做下变频时这个指标非常关键，本振功率一旦漏进射频通路，轻则干扰射频放大器，重则串到其他并行混频通道，造成通道间互相干扰。上变频场景也会受它影响：当中频接近直流、本振频率和输出射频挨得极近时，就算加滤波器也分不开射频信号和泄露的本振分量，信号互相干扰，后端射频电路性能直接变差。

本振-中频隔离，是本振往中频口泄露的指标，三类隔离里这项通常最差，典型值20~30dB。如果这项隔离很差，当本振和中频频率靠近时，泄露的本振会污染中频链路，严重时直接把中频放大器推饱和；同时还会造成变频损耗随频率起伏变大。

最后一项是射频-中频隔离，典型区间25~35dB。系统工程师一般不太在意这项，因为射频、中频信号功率远小于本振，泄露带来的影响有限，大家主要操心和本振相关的隔离问题。但对混频器设计人员来说，射频-中频隔离是关键参考指标，能反映整个电路的变频效率好坏。

射频-中频隔离越高，说明电路平衡度越好，变频损耗也就越低；如果该指标低于20dB，代表电路平衡差，不仅变频损耗偏大，损耗随频率的平坦度也会很差。

3、1dB压缩点

混频器正常线性工作时，不管射频输入功率多大，变频损耗都是固定值。射频输入涨1dB，中频输出也同步涨1dB，两者差值就是变频损耗。

但如果射频输入功率太大，这种一比一同步增长的关系就会失效。1dB压缩点用来衡量混频器线性好坏，定义是：让变频损耗相比理想值多出1dB时对应的射频输入功率。

图9能直观看出混频器压缩特性。射频输入功率很低时，输入输出曲线斜率是1:1，完全线性；射频功率持续抬高后，混频器脱离线性状态，变频损耗开始变大。当输入输出曲线往下掉1dB（变频损耗增加1dB），此时的射频输入功率就是1dB压缩点。

图9：1dB压缩点图示说明

简单理解：到1dB压缩点，就不能再把射频信号当成小信号看待了。

前面讲过，线性工作时本振功率远大于射频，二极管通断完全由本振说了算。一旦进入压缩区，射频功率大到能和本振抗衡，二极管开关状态就被干扰。当射频功率距离1dB压缩点只剩3dB左右时，混频器工作状态就会变得不稳定。

混频器工作在压缩区间会产生诸多问题：互调失真大幅上升、变频损耗变大。原因是射频信号会单独把二极管推开一部分导通，能量分散到更多频点，原本电路存在的轻微平衡偏差会被放大，整体变频效率变差。

想要提升混频器1dB压缩指标，可以选用导通电压更高的二极管。这样能承受更大射频输入，不会轻易把二极管推到饱和。但代价是需要更大的本振功率才能正常驱动二极管开关。

行业通用经验：1dB压缩点功率，一般比厂商推荐的最小本振驱动功率低4~7dB。低势垒L型二极管混频器，射频输入超过0dBm就会出现1dB压缩；超高势垒S型二极管混频器，射频输入要到+12dBm以上才压缩。

像高端混频器，本振功率只要大于15dBm就能工作，它的1dB压缩点会比当前本振驱动功率低3~4dB。举个例子：本振+18dBm驱动，压缩点约+15dBm；本振+25dBm驱动，压缩点约+22dBm。

4、电压驻波比（VSWR）

混频器的驻波比一直是争议很大的指标。我们认为，对于微波混频器而言驻波比参考价值很低，它既无法预判混频器实际工作性能，也不能保证混频器装到射频整机里能正常工作。核心原因是混频器不能等效成固定负载，它同时兼具负载和信号源两种属性。

有文献证明，二极管本身产生的各类互调失真分量，会从混频器三个端口向外输出，三个端口都相当于失真信号的发射源。即便混频器基波驻波比做到理想无反射，输入端口依然会漏出各类谐波分量。

典型杂散干扰案例来自2倍本振+1倍射频形成的镜像杂散。相关分析表明，混频器内部产生的所有“本振偶次谐波×射频奇次谐波”杂散，都会从射频端口输出。

如果射频端口后端接了带选频功能的带通滤波器这类电抗负载，就会出现问题：混频器作为信号源输出2L×1R镜像杂散，送入射频滤波器。该杂散频率大多落在滤波器通带外，会被滤波器反射回混频器内部，见图10。

图10：左侧为原理图，展示2倍本振×1倍射频杂散被电抗式带通滤波器反射回混频器；右侧输出频谱图，可见目标中频与经二次变频后的镜像杂散频谱重叠。

这路反射回来的2L×1R分量会再次和本振信号发生混频，下变频后恰好落到我们需要的差频目标频点上，简单来说：

二次变频后的镜像杂散和目标中频频率重合，会产生严重干扰。干扰强弱由两路信号的相位差决定。扫频射频信号时，二者相位差会在0～2π之间持续变化，最终造成变频损耗出现大幅波动。

很多人误以为变频损耗起伏是混频器驻波比差导致，但上面这个例子已经说明：混频器本身会向外输出各类射频、本振谐波分量，后端电抗负载处理不当带来的问题往往更严重。

5、噪声系数

只要二极管品质管控到位，混频器噪声系数近似等于变频损耗。接收机整体噪声系数直接决定系统能识别的最小微弱信号，因此低信号接收场景选型时，要优先选变频损耗小的混频器。

6、单音互调失真

前文已经讲过，射频与本振在二极管电流电压曲线的过渡区间产生非线性混频，生成大量谐波混频分量，对应公式(3)与图3。

我们真正需要的只有公式里m=1、n=1这一组分量，其余所有无用谐波分量统称为单音互调失真。抑制单音互调失真的幅度，是混频器设计的核心目标之一。

双平衡、三平衡混频器的单音互调失真核心特点：

1. 中频端口仅会出现本振阶次n、射频阶次m均为奇数的杂散分量；

2. 依靠电路平衡抵消作用，偶×偶、偶×奇、奇×偶类谐波抑制能力提升约30dB；

3. 射频输入功率越低，单音杂散指标越好；

4. 单纯加大本振驱动功率不一定能改善杂散水平。

7、多音互调失真

多音互调失真，简单说就是两路及以上不同频率信号一起从射频口进混频器，在二极管非线性作用下互相调制，再和本振混频，生出一堆干扰杂波，见图11。

图11：上图：三路射频输入信号产生严重多音互调失真；下图：实际混频器二极管近似理想开关，互调失真指标显著改善

对做整机系统的工程师来说，这个问题非常棘手：这些互调杂散的频率很容易刚好落在接收机中频带宽里面，滤波器根本滤不掉。也正因如此，多音互调失真直接限制了整套接收机能正常工作的信号功率范围，也就是系统动态范围的理论上限。

能产生多大强度的多音互调杂散，取决于两点：一是二极管这类器件本身的非线性强弱，二是混频器电路的平衡程度。

行业里评判混频器多音线性好坏，最通用指标是双音输入三阶截点（TOI，也叫IIP3）。这是一个理论计算指标，用来预判射频输入功率变大后，混频器非线性失真会恶化到什么程度。

图12：双路频率相近射频信号产生多音互调失真示意图，生成的互调杂散与目标中频IF1、IF2频率重叠

双音杂散的产生过程见图12：两个频率挨得很近的信号同时送入射频端口，经过二极管非线性互相调制，再和本振发生混频，最终在中频端出现各类组合频率分量，对应的频率关系公式如下：

式中n、m1、m2均为整数。如图11所示，双音互调失真之所以麻烦，是因为生成的干扰杂波会和我们想要的下变频有用信号频率重叠在一起，无论用什么滤波器都无法把二者分开，直接导致接收信号的信噪比变差。

基波混频分量（m=1、n=1）输出功率随射频输入功率呈1:1同步增长；而射频高阶互调分量的增长斜率是m:1。对应公式(7)的双音互调产物，功率增长斜率为|m1|+|m2|:1。功率随输入呈3:1陡峭上升，如图13所示。

图13：输入三阶截点IIP3推导曲线示意图

在曲线图上，基波1:1直线与三阶干扰3:1直线的交点，就是三阶截点TOI（IIP3）。要说明的是，这个交点只是理论外推值，实际射频功率还没到交点，混频器就已经进入压缩区。即便射频输入远低于1dB压缩点，三阶互调干扰也会严重影响整机性能。TOI数值越高，代表混频器线性性能越好。

不同类型、不同工艺的混频器，三阶截点TOI差距非常大。普通双平衡、三平衡混频器的TOI，一般比厂商推荐的本振驱动功率高出几dB。

举个例子，三平衡混频器采用中势垒M型二极管，最低需要+13dBm本振驱动，该驱动下的三阶截点TOI为+18dBm。这种混频器在带宽、互调失真上都具备碾压级优势，核心原因是它内部二极管开关特性高度贴近第二章讲的理想换向开关。

原理很好理解：理想开关状态下，射频信号完全无法改变二极管通断，自然不会产生多音互调干扰，图11的测试曲线就能直观体现这点。上图是普通M1双平衡混频器测试结果，杂散很多；下图是该混频器，失真抑制效果大幅提升。得益于这种理想二极管换向结构，混频器即便本振驱动功率低于+20dBm，三阶截点TOI也能轻松突破+30dBm。

关于混频器的测试方法可以参考文章：谈一谈如何测量混频器的性能

最后总结一下：

微波混频器是射频微波系统核心器件，可实现信号上下变频、完成频域信号搬移，广泛应用于雷达、传感等诸多领域。其依托二极管等非线性器件工作，单管结构杂散多、性能差，平衡式架构可大幅优化性能，双、三平衡混频器杂散抑制与变频效率更优异。

评判混频器优劣的核心指标包含变频损耗、隔离度、1dB压缩点、驻波比、噪声系数及各类互调失真，其中变频损耗是基准核心参数。高端混频器二极管特性趋近理想开关，压缩特性、三阶截点及杂散抑制表现远超普通混频器，适配各类高性能严苛场景。